테슬라코일에의 CLASS-E 전력증폭기의 적용과 이론

제가 이전 게시물부터 테슬라코일 관련 포스팅을 하며 많이 언급했던 단어가 있은데, CLASS E입니다.

아마 제가 만드는 테슬라코일회로의 주요한 부분이라 그마만큼 많이 언급되지 않았나 싶은데요, 사실 이 CLASS-E회로를 접하고 실험해본지는 저도 얼마 되지 않았습니다. 처음에는 그냥 회로도의 세팅을 따라하면 되겠지~싶었는데 막상 구성해보면 잘 되지 않고(사실 전혀되지 않았습니다 -_-) 삽질만 하는경우가 많아 이것에 대해 공부를 해볼 필요성을 느꼈습니다.

국내 자료는 거의 전무하다싶으나, 다행스럽게도 해외 테슬라코일 제작자 중 한명인 richie buffet 의 홈페이지에 테슬라코일과 연관지은 좋은 자료가 있어 이를 읽으며 공부할 수 있었습니다.

이론적으로 공부를 좀 하고 자꾸 실험을 거듭하니 이전보다는 노하우도 조금씩 쌓이고 그런 느낌이 듭니다(여전히 잘 되지는 않습니다 ㅋㅋ) 제가 실험해보니 이 CLASS-E회로는 이론적인 부분을 알고 그에 맞추어 조금씩 튜닝할 필요성이 있는것 같아 이렇게 글을 남겨 공유하고자 합니다. 국내에서 전문학술자료를 제외하고는 관련한 자료가 거의 전무한데 이글이 혹시나 있을 HFSSTC제작자에게 조금이나마 도움이 되었으면 좋겠습니다.

 

메가헤르츠단위에서 사용되는 기존의 전력 증폭기(//파워앰프라고도 하죠)는 일반적으로 특수 설계된 RF전용소자를 사용하며 A급 혹은 C급 증폭기로 작동하게 됩니다. RF전용소자는 부유 용량을 허용 수준 이하로 낮추기위해 MHz 단위의 효율적인 작동을 가능케 하는 특수 제작 기술을 사용합니다. 이들은 범용적인 MOSFET에 비해 상대적으로 수요가 낮기 때문에 비싸기마련입니다. 일반적으로 RF 전력증폭기는 설계 및 동작상태에 따라 30% ~ 70% 범위의 효율을 갖습니다.

그러나 RF소자가 아닌 범용FET를 4MHz에서 효율적으로 스위칭하는 것과 관련하여 매우 어려운 과제가 있습니다.

 

첫 번째로,

게이트의 큰 커패시턴스로 인해 고주파에서 게이트를 구동하는 데 어려움이 있습니다. 흔히 사용하는 파워모스펫인 IRFP460만 하더라고 게이트커패시턴스(입력커패시턴스)가 3000pf에 이릅니다. 이 커패시턴스를 빠르게 충.방전하는데에 상당량의 에너지가 손실되며, 더욱이 높은 전원 전압에서 작동 할 경우 ‘miller effect'로 인해 상황이 더 심각해지죠.

음 miller effect에 관해서는 어떤 작용에 의해 게이트-이미터간 존재하는 입력커패시턴스를 더욱 증가하게 하는 효과라 하는데, 자세히는 모르겠네요;;

사실 이 입력커패턴스는 차후 소개할 CLASS-E의 해법과 관련이 있지는 않고 별도로 회로를 구성하여 이 입력커패시턴스에 의한 취약점을 보완하게 됩니다. 바로 이 커패시턴스를 공진회로에 포함하는것이지요. 정말 이 HFSSTC설계에 LC공진이 정말 많이 쓰이는듯하네요.

FET의 게이트를 GDT(Gate driving transformer)로 구동시키게 될때 GDT의 2차권선과 입력커패시턴스가 사용하는 공진주파수와 일치하게 만들면 손실없이 신호를 게이트로 전할수 있게 됩니다.

따라서 조정이 잘 되면 게이트에서 매끄러운 사인곡선을 보게 됩니다.

 

두 번째로,

전체시간에서 상당부분을 차지하는 스위칭타임으로 인해 발생하는 높은 스위칭손실입니다.스위칭 시간이 전체 시간의 1 %에 불과한 200kHz에서 50ns정도의 일반적인 스위칭 시간은 크게 악영향을 미치지 않습니다. 허나 동일한 50ns 스위칭 시간은 4MHz에서 전체시간의 20%를 차지하며, 이는 장치가 많은 에너지를 손실하며 전체시간에서 상당부분을 차지하는 시간을 쓴다는걸 의미합니다.

 

세 번째로,

MOSFET 드레인-이미터간의 커패시턴스(output capacitance-출력커패시턴스)의 반복 방전으로 인한 높은 스위칭 손실이 문제가 되며 이것이 정말 주요한 문제이죠. MOSFET이 켜질 때마다 출력 커패시턴스에 저장된 에너지가 MOSFET 채널로 방전됩니다. 특히 여기에 저장된 전하량이 상당할것으로 생각되는 고전압 및 고주파에서 작동하는 대형 기기의 경우에는 더욱 심해집니다. 예를 들어 320pF의 출력 커패시턴스를 가진 IRFP460은 디바이스가 꺼져있을 때, 드레인에 300v가 걸리면 14uC의 에너지가 출력커패시턴스에 저장됩니다. 이것은 디바이스 자체의 출력 커패시턴스로 인해 FET에서 56 와트의 전력이 손실된다는 것을 의미합니다.

 

 

 

그럼 위에 언급한 문제를 어떻게 해결할수 있을까요??

 

lass-E RF전력증폭기는 1975년 Nathan과 Alan Sokal에 의해 개발된 회로입니다. 상당히 오래되었지만 반도체 기술의 진보와 CLASS E회로의 장점에 대한 이해로 인해 최근에야 유명세를 얻고 있습니다. CLASS-E회로는 공진 회로를 사용하여, 고주파에서 FET을 스위칭할 때 발생하는 문제를 해결합니다. 이 토폴로지는 이제 플라즈마 생성 및 유도 가열을위한 고전력 무선 송신기, RF 발생기에서또한 상당한 상업적 성공을 거두고 있습니다.

 

E급 전력증폭기는 감쇄공진을 사용하여 FET이 켜지기 직전에 D-S간 전압이 0가 되도록 합니다. 실제로 FET양단의 전압은 0V가 되며, turn-on되기 직전에 순간적으로 디바이스를 통과하는 전류는 0이 됩니다. 모스펫 양단의 전압이나 전류가 없기 때문에 turn-on 시의 스위칭 손실이 없어지므로 FET의 출력 커패시턴스에 에너지가 저장되지 않습니다. "밀러 효과"또한 MOSFET이 켜질 때 순간적으로 높은 전압이 없으므로 최소화됩니다. 결과적으로 게이트 드라이버회로는 가능한 최단 시간 내에 디바이스를 turn-on할 수 있게 되죠.

 

아래내용은 E급 전력증폭기의 간략한 회로와 그 원리입니다.

V는 DC 공급 전압입니다. S는 MOSFET과 같은 고속 스위칭소자입니다. L은 공진 인덕터입니다. C는 공진형 커패시터이고, R은 공진신호를 감쇠시키는 역할을 하는 부하 저항입니다. 3개의 구성요소인 L, C 및 R은 감쇠병렬공진회로를 형성합니다.

 

E급 앰프의 핵심은, 감쇠 진동의 첫 번째 골(파동의 골을 의미하며, 감쇄진동의 유사 사인곡선에서 극소점을 의미합니다)을 0V에 오게 조정하고, 전압과 전류가 모두 0인 정확한 이 순간에 스위치를 다시 닫는 것(turn on)입니다.

 

 

 

 

스위치 S가 닫히면 전원 공급 전압 V가 인덕터 L 양단에 걸립니다.

그러면 전원 V에서 L을 통해 전류가 흐릅니다.

L을 통과하는 전류는 선형으로 증가하며 자기장에 에너지를 저장합니다.

스위치 S가 열리면 인덕터에 저장된 에너지가 탱크 커패시터 C와 부하 저항 R로 방출된다.

S가 열린 상태로 유지되면 L과 C 사이에서 반복적으로 에너지가 교환되고(LC공진) 모든 에너지가 결국 부하 R의 저항 손실에서 소산 될 때까지 감쇠 진동이 발생합니다.

 

 

 

 

실제로 커패시터 C는 스위칭소자 양단에 병렬로 연결될수 있는데, 이것은 높은 주파수에서 두 공급라인이 전원 디커플링(이건 저도 뭔지 모르겠습니다. 아시는분은 좀 알려주세요)으로 인해 같은 지점으로 간주 될 수 있기에 전기적으로 동일하게 취급할 수 있습니다. MOSFET이 스위치 S로 사용될 때, 디바이스 자체의 출력 커패시턴스로 인해 S 양단에 이미 약간의 커패시턴스가 존재하기에 모스펫의 드레인과 소스 양단에 추가할 콘덴서는 이 출력커패시턴스를 고려해 선정해야합니다.

사실 커패시터c를 FET양단에 직결하는 것이 보다 도움이 됩니다.

왜냐하면 FET이 OFF되었을 때 전류가 흐를 길(도선이 되겠지요)의 길이가 최소가 되기 때문입니다. 즉 FET를 통과하는 전류의 흐름에서 C를 통과하는 전류의 흐름으로 바뀔 때 , 전류가 흘러야 되는 길이가 작아지게 되어 링잉을 줄이는 효과가 나게 됩니다.

 

 

 

 

비슷한 방식으로 부하 저항 R을 스위치에 직결할 수도 있습니다. 부하의 한쪽 끝이 이제 접지에 연결되기 때문에 이 방법이 더 편리 할 수 ​​있습니다. 부하저항R은 단지 CLASS E 의 동작에 필요한 신호감쇄기능을 제공하기만 하면 되기 때문에 회로 어디에 연결되든 상관없습니다. 따라서 CLASS E 회로에는 많은 변형이 있지만 기본적으로 전원을 켤 때 FET양단의 전압과 전류를 0V가 되게 하는점은 변함없습니다.

CLASS-E RF전력증폭기회로에서, LC회로는 공진을 하게되고 부하R은 적절한 감쇄를 제공하게됩니다. 인덕터, 커패시터 및 부하 저항은 모두 정확한 공진주파수와 감쇄동작을 얻기 위해 계산됩니다. 이것이 충족되면 MOSFET이 켜지기직전, 드레인 전압이 부드럽게 0V로 떨어지게되죠. 이 LC회로의 공진 주파수는 실제 테슬라코일이 동작하는주파수보다 다소 낮게 설정되는 것이 좋습니다.

 

 

 

 

 부하 저항이 너무 높으면 Q 계수(공진의 가파르기를 나타내는 수치로서 값이 높을수록 전압이득이 커집니다)가 낮습니다. 이 경우 공진회로가 너무 과도하게 감쇠되고 드레인 전압이 0으로 내려가지못합니다. 이로 인해 모스펫은 자신의 출력커패시턴스에 다소간 전하가 충전된상태에서 turn on되게 되며됩니다. 결국 전압 및 전류가 이시점에서 0이 아니기 때문에 스위칭손실이 발생하고, Cds(출력커패시턴스를 의미합니다)로부터의 에너지는 모스펫의 채널로 방전되게됩니다.

 

 

 

 

부하 저항이 너무 낮으면 Q 값이 높습니다. 이 경우, 공진은 under-damped되고, 드레인 전압은 x축 아래로 더 내려가겠지요? 그러나 이것은 일어날 수 없습니다. MOSFET의 자체다이오드는 순방향 바이어스되어 드레인 전압이 소스에 대해 -가 되는 것을 방지합니다. 결국 자체다이오드를 통해 전류가 흐르게 되는데 여기서 중요한점은 이 자체다이오드는 모스펫이 turn on될 시에 다시금 역방향바이어스되어야한다는 것입니다. turn on 될 때와 turn off될 때의 자체다이오드에서의 전류방향이 다르니, 모스펫이 turn on 될 때 스위칭손실이 발생할수밖에없습니다.

 

 위의 그림은 연속적인 스위칭이 아닌 단 1번의 스위칭과 이후의 감쇄동작을 보여주는 그래프인데요, 이부분에 대해서 실제로 CLASS-E 회로를 구성하고 작동시키면, 즉 연속적인 스위칭환경에서는 어떤 파형이 나오는지 살펴봅시다.

 

        과도하게 적은 감쇄율                    정상적인 동작                     과도하게 큰 감쇄율

 

다른 자료를 한번 더 볼까요

​과도하게 작은 감쇄율

 ​정상적인 동작

​과도하게 큰 감쇄율 

 

​두 자료가 감쇄율이 큰 쪽에서는 다소간 차이가 있으니 두 그래프 모두 발생할 수 있는 상황입니다.

위쪽 자료에서는 부하저항이 과도하게 크면, 즉 감쇄율이 과도히 크면 링잉이 발생할 수 있다는것이고, 

아래자료에서는 드레인전압이 0V까지 내려오지 않아 D-S간 전압이 존재한다는것같네요.

다만, 아래자료와 같은 파형이 실제 오실로스코프에 나타난것은 본적이 없는것같습니다. 좀더 공부해보고 찾아봐야겠네요.

 

아무튼 과도히 감쇄되는경우는 다른 경우들과 쉽게 구별되곤하니 나머지 두 경우를 구별해야겠지요.

​여기서 중요한것은 전압그래프가 극대점을 찍고 음의 기울기를 가지며 X축과 만나는 지점입니다. 해당 지점에서 전압그래프상에 접선을 그어봤을때 음의 값을 가지면 이것은 부하가 너무 작아 감쇄가 덜 된것입니다.

접선의 기울기가 0이면 잘 조정된것으로 올바른 CLASS E 동작을 나타냅니다.

 

즉 올바른 동작을 하기 위해서는 전압의 유사사인곡선의 극소점(dv/dt=0)이 X축과 접하는것이 포인트가 되겠네요

 

이런 tuning을 보다 손쉽게 할 수 있는 자료가 있어 여기에 올려봅니다.

 

 

 

위에 올린 기본적인 class e회로들과 다르게 드레인과 부하간에 LC요소가 들어가는데 이는 아래에 언급할 공진형탱크회로같습니다.

 

 

​

RF transmitter에서 부하 (안테나)는 일반적으로 Q 계수가 매우 낮기 때문에 증폭기 자체에 공진형탱크회로를 포함시켜야합니다. 이 별도의 LC회로는 감쇄율을 크게 해주고 안테나의 낮은 Q factor로 인한 낮은 감쇄율을 보상해주어 드레인전압이 부드럽게 0v에 도달할 수 있게 해주죠. 그러나 테슬라코일에 적용될 때 사용되는 부하는 1차코일로 , 스트리머가 발생한 이후에도 상당히 높은 감쇄율을 보입니다. (사실 이 감쇄율은 스트리머의 발생유무, 1차코일의 임피던스, 1차코일과 2차코일간의 커플링 크기 같은 다양한 요소의 영향을 받으며 실제 제작할때에는 이들요소를 고려하여 의도적으로 미스매칭시키기도 합니다) 따라서 증폭기 자체에 공진 탱크 회로가 필요하지 않습니다. 이는 설계를 단순화하기 때문에 유용합니다.

더하여 입력전력이 증가함에따라 스트리머가 커지고 이에 따른 감쇄율이 증가한다는 것은 유의할 필요가 있다. 입력전력이 특정값 이상이 되면 점차 커지는 감쇄율로 인해 class e 회로가 적절히 동작하지 않을수도 있으므로 입력전력을 올릴때에는 이점을 염두해두어야합니다. 만일 이상적인 동작을 위한 입력전력의 마지노선을 넘게 될 경우, class-e회로가 정상적인 작동을 할 수 없기에 스위칭손실이 일어나고 효율은 떨어지며 모스펫의 발열로서 많은 에너지가 소실되게 됩니다. 회로의 출력단에 공진형 탱크회로를 포함시키면 Q 인자가 증가하고 다시금 올바른 작동을 하지만 이 소형 시스템이 요하는 전력 수준에서 이것이 필요할것같지는 않습니다.

또한 회로의 디튜닝(detuning)이나 스트리머에 물체를 가져다대어 아크를 만드는행위또한 clss e 회로의 이상적인 동작을 방해할 수 있기에 이점또한 염두해야합니다.

 

 

 

이제 CLASS-E 전력증폭기의 장점을 정리해보고 마무리하겠습니다.

1. single-FET방식으로 경제적이고 간편합니다. 풀브릿지같은 경우 상당히 부담되는 설계이죠.

 

2. 소자의 출력 커패시턴스에 저장된 에너지로 인한 스위칭손실을 제거합니다.

 

3. 위에서는 언급되지 않았으나 모스펫이 turn on될 때 전압과 전류의 중첩으로 인한 스위칭손실을 제거합니다. 즉 zvs,zcs을 구현하는것이죠. 고전압실험시 zvs회로를 많이 사용하는데 정교하게 제작하면 FET발열이 정말 적고 효율이 좋습니다. 마찬가지의 원리라 보시면 됩니다. 일반적으로 FET의 양단에서 전압과 전류가 겹치는 경우가 있는데 이런경우를 하드스위칭이라 합니다. 스위칭손실이 일어나며 소자에도 부담을 주기 때문에 좋지 않습니다.

반면 위에서 언급한 상황은 소프트 스위칭이라고 하죠.

 

4.드레인 - 게이트 커패시턴스로 인한 밀러 효과를 제거합니다.

 

5. 장치가 켜질 때 전압 상승률을 제한하여 턴 오프 손실을 최소화합니다.

(이부분은 저도 처음 들어서 모르겠네요)

6. 해당회로는 일반적으로 방해가 될 수있는 부유 용량 및 부유인덕턴스를 사용합니다.

 

7. 매우 높은 효율 (90 - 95 %)이므로 발열로 인한 에너지손실이 적습니다.

 

8. 부드럽게 0V로 내려오는 드레인전압과 소프트 스위칭으로 인해 EMI와 고조파가 적습니다.

 

CLASS E 회로의 단점을 얘기해보자면, 부하의 자그마한 변동에도 쉽게 매칭이 틀어진다는것입니다. 사실 주파수가 높다보니 어느정도 작은 변수에도 예민하게 반응하고

어떤 부분을 매칭시키려 부품 시정값을 바꾸면, 앞선 회로에서 매칭시키며 왔던 여타 부품의 시정값들이 미스매칭되는 경우가 있기에 회로를 꾸미기 상당히 어렵습니다.

정말 많은 실험이 필요한 부분이죠..

 

마지막으로 제가 오실로스코프로 찍어본 파형을 보여드리며 마무리를 할까합니다..ㅋㅋ

5N50모스펫을 이용하여 각각 모스펫의 게이트와 드레인에서 얻어낸파형입니다.

최대한 이상적인 동작점을 찾으려 노력했습니다. 피크전압은 100v가량 됩니다.

사실 지금 LC meter가 없기에 굉장히 고통받으며 찾아야합니다..

제가 생각하기에 위와 같은 파형이 감쇄율이 과도히 큰경우 발생하는것이 아닌가 생각하고 있는데 좀더 생각을 해봐야겠네요..

 

 

사진출처 및 내용참고: 

http://www.classeradio.com/tuning.htm

 

http://www.xeropage.co.uk/g3nyk/classepa.htm

http://www.richieburnett.co.uk/tesla.shtml